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罗姆：11月研讨会上新！车载应用端的低压<span style='color:red'>MOSFET</span>和高压IGBT

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罗姆：11月研讨会上新！车载应用端的低压MOSFET和高压IGBT

　　罗姆的产品体系丰富全面，涵盖小信号、低压及高压MOSFET等多种类型，能够精准匹配并满足不同市场的多样化需求，其应用场景广泛，涉及工控、光伏以及车载等关键领域。　　本次将重点为大家介绍罗姆专为汽车应用打造的低压MOSFET与高压IGBT产品。扫描海报二维码即可报名，参与还有机会赢取精美礼品!　　研讨会概要　　- MOSFET系列产品　　1. 封装技术发展及介绍　　2. 产品阵容及封装优势　　3. 全球化生产及产能布局　　- IGBT系列产品　　1. 产品发展路线图　　2. 产品阵容及封装优势　　研讨会主题　　车载应用端的低压MOSFET和高压IGBT　　研讨会时间　　2026年11月18日上午10点　　研讨会讲师倪敏(高级经理)　　2010年加入罗姆，现任罗姆半导体(上海)有限公司中国技术中心高级经理。统管中国华东区车载功率器件的技术支持团队。　　多年来负责中国区大客户的技术支持和应用解决方案提供，并在车载市场，有着丰富经验。特别对功率器件相关行业有深入了解和独特见解，曾多次在各种电子行业大型展会以及专业技术研讨会上发表技术报告。2021年6月Bodo's功率系统封面故事中发表《Hybrid IGBT在图腾柱PFC中的应用》。　　官方技术论坛　　不仅是Webinar相关内容，所有ROHM的产品和技术都可以在“ROHM官方技术论坛(ESH)”向ROHM的工程师直接提问。期待您的使用!

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罗姆

发布时间：2026-11-02 16:07 阅读量：251 继续阅读>>

安德森丨为什么不建议MCU 直驱<span style='color:red'>MOSFET</span>？

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安德森丨为什么不建议MCU 直驱MOSFET？

　　MCU即单片机，它的IO 口的驱动能力(电流、电压、抗干扰、保护)都撑不起 MOSFET 栅极的实际需求。偶尔"能点亮"不等于"能可靠性工作"。下面将按严重程度拆开说。　　1. 栅极是电容，IO 口电流太小 → 开关慢、发热炸管　　MOSFET 栅极等效是个电容(几 nF)， datasheet 里用 Qg(栅极总电荷) 描述,导通本质上是给这个电容充电，需要的峰值电流是：　　由此可见，差了近两个数量级，开关慢意味着管子长时间停在线性区(放大区)——此时 Vds 和 Id 同时很大，功耗全变成热量。低频看不出问题，PWM 一上去管子就烫得厉害。　　2.电压不匹配：3.3 V/5 V 未必能让管子"完全导通" 这是最常被踩的坑：　　Vgs(th) 不是"开启电压"，它定义在 Id = 250 μA(几乎没电流)时的值,照着它设计必翻车。　　真正要看的是 Rds(on) 的测试条件,普通 MOSFET 标 Rds(on) 时用的是Vgs=10V;拿到3.3V栅压下，Rds(on) 可能是标称值的几倍甚至几十倍。　　5V单片机驱5V逻辑电平管(Logic Level，标 Rds(on) @ Vgs = 4.5 V)勉强够;3.3 V 单片机(ESP32/STM32)必须选2.5 V规格的，且余量很薄。　　结果就是"管子导通了但没完全导通"，导通电阻大 → 持续发热 → 热失控。　　3. 高压侧根本驱不动　　N 沟道管做高端开关时，源极电位是被抬起来的，栅极必须提供 Vs + Vgs(比如 24 V 系统要 34 V)。单片机 IO 口最高也就 5 V，物理上做不到，必须靠自举电路或电荷泵(IR2110 这类驱动芯片干的就是这个活)。　　4. 栅极振铃与米勒效应 → 误导通甚至打穿栅极　　PCB 走线电感 + 栅极电容构成 LC 谐振，MCU 高阻抗驱动下振铃严重，栅压过冲可能超过 Vgs 极限(通常 ±20 V)，直接把栅氧化层击穿。　　米勒电容 Cgd：漏极快速 dv/dt 会通过 Cgd 往栅极灌电流，在低阻抗通路下被吸收，但 MCU 高阻抗引脚上就会把栅压抬起来，造成寄生导通——上下管直通炸机就是这么来的。　　5. 没有隔离，MCU 跟着陪葬　　开关大电流/感性负载时，地弹、反向电动势会通过共地耦合回 MCU，程序跑飞、复位、锁死都很常见。　　一旦 MOSFET 失效(D-G 击穿)，母线高压顺着栅极直接灌进 IO 口，整片 MCU 报废。栅极驱动芯片或光耦至少能提供一层缓冲。　　单片机最大只能提供20mA电流，如果频率比较高，可以像这样用两个三极管接成推挽射随器的结构，也叫图腾柱电路，给MOSFET的输入电容充放电提供大电流，这个图输入写的是IN，不是GPIO了，不建议直接用单片机驱动，也建议用12V驱动，可以像上一个图那样再接一个上拉电阻和三极管，注意图腾柱电路是同相的，IN为12V，MOSFET导通。　　6. 保护功能全缺失　　专用驱动/智能功率器件通常带欠压锁定(UVLO)、去饱和保护、过流关断、死区时间、软关断。　　单片机 IO 口只有"高/低"两种状态，短路和过流全靠软件反应——而软件响应是微秒级，功率器件烧毁是纳秒级。　　那什么时候可以直接驱?　　满足全部条件时可以省掉驱动芯片：　　1.开关频率极低(继电器式的偶尔开关，不是 PWM 调光/调速)　　2.负载电流小(一两安以内)，导通损耗本来就可忽略　　3.用逻辑电平 MOSFET，并确认在 3.3 V/5 V 下 Rds(on) 仍可接受　　4.低端开关(源极接地)　　5.即便如此，还是要推荐加上一下元件,

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安德森

发布时间：2026-11-02 13:51 阅读量：258 继续阅读>>

扬杰<span style='color:red'>MOSFET</span>如何扛住热插拔

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扬杰MOSFET如何扛住热插拔"高压大电流瞬间"

　　工业电源的"隐形考题"：　　在PLC、伺服驱动、AGV、工业UPS和服务器冗余电源里，MOSFET大部分时间工作在导通或关断状态，工程师习惯用RDS(on)、Qg、开关时间来评价一颗器件。但在两个时刻，这颗器件会被拉进一个完全不同的工况——上电浪涌和故障限流。　　板卡插入带电背板、大容性负载软启动、输出短路控制器把MOSFET钳位在饱和区……这些瞬间，MOSFET同时承受着接近母线电压的VDS和数十甚至上百安培的IDS。它不再是一个"开关"，而是一个正在被加热的电阻。这时候决定它是否存活的，不是RDS(on)，而是安全工作区(Safe Operating Area, SOA)。　　痛点：为什么"低RDS(on)"的管子反而更容易烧　　过去十年，沟槽工艺把单位面积RDS(on)越做越小，相同导通电阻下芯片面积持续缩小。这带来一个隐性代价：die越小，单位面积承受脉冲功率的能力越弱，抗二次击穿的裕量越紧。　　在热插拔和eFuse场景里，FET被栅极电压缓慢拉升，工作在饱和区。如果芯片局部出现微小热点，而器件温度系数为正——也就是越热电流越大——热点会迅速失控，形成二次击穿(Secondary Breakdown)，几十微秒内器件永久损坏。这就是为什么不少工程师遇到过"参数表上RDS(on)很漂亮、产品规格书也有SOA曲线，但在热插拔实测里还是炸管"的情况。　　问题往往出在三点：　　ZTC点偏高：零温度系数点被推到高VGS，正常线性工作区间落在正温度系数区，热点自加速;　　高温SOA衰减大：datasheet上的SOA曲线标称25°C，机箱内60至85°C环境下实际可用电流要打很大折扣;　　封装热阻不匹配：小封装追求低RDS(on)，但ZthJC偏高，脉冲功率散不出去。　　扬杰的解题思路：把宽SOA特性做进芯片，而不是靠散热补救　　扬杰科技面向工业电源场景推出的宽SOA MOSFET系列，从芯片设计源头解决上述问题。以基于扬杰科技G2.5S技术平台打造的N100V PDFN5060宽SOA物料YJG4D3G10HRS为例:　　优化单元结构与外延掺杂，拉低ZTC点：通过元胞版图和外延参数协同设计，把零温度系数点(ZTC point)推到更低VGS、更低电流位置，使FET在常见线性工作区间落在负温度系数区——热点自动分流降温，从机理上抑制二次击穿。　　同时给出25°C实测能力：产品规格书完整常温下的安全工作区(SOA)，客户无需凭经验保守降额，设计裕量更真实体现。　　低ZthJC封装选型：采用铜夹片(Clip-bond)封装工艺，让脉冲功率在微秒至毫秒级时间内有效导出。YJG3DG8G10HRS热仿真参考示意(54V 5A 10ms 40mm*40mm FR4 PCB)　　兼顾常态导通损耗：针对于客户的应用需求, 在保证宽SOA电流特性下, 同时兼顾的低导通阻抗, 其RDS(on)做到3.4mohm typical @Vgs=10V ，避免为了可靠性牺牲电源效率。　　SOA测试结果(@Vds=50V)YJG4D3G10HRS SOA实测结果样本　　测试与验证：不止于热阻反推, 无法反映实际产品特性：　　宽SOA器件的可信度，最终要落到测试上。但在国内MOSFET行业，产品规格书上的SOA特性曲线长期存在一个"潜规则"——大多数是基于ZthJC热阻模型和器件参数反推出来的，而不是逐点实测。　　这种方法在25°C、100us以下短脉冲、单脉冲条件下与实际吻合尚可，但一旦脉冲拉长到毫秒级反推曲线与真实承受能力之间的偏差就会明显放大。客户在设计时不得不按经验再留一大段降额，原本小封装能解决的问题，最后被迫上D²PAK甚至更大封装。　　扬杰科技在宽SOA产品线上，把测试验证作为与芯片设计同等重要的一环，自行开发完整SOA测试线路，针对客户应用条件逐点实测SOA能力，确保客户使用裕量。　　・信号发生直接控制提供需求脉宽　　・DC source提供稳定直流电压　　・运放+电流采样提供固定电流　　・其他保护功能防止电路击穿，提供可重复性测试扬杰科技SOA测试方案示意　　扬杰科技Wdie SOA MOSFET产品路线图：　　针对常见12V及48V服务器电源轨，扬杰科技推出了多颗不同规格MOSFET，以满足更多实际应用常见。目前已有物料进入批量，且品质稳定。　　G2.5S系列产品在G2.0S的基础上，针对于客户应用需求, 优化了产品特性设计，使得器件SOA能力进一步加强。如需其他详细规格及SOA测试数据，请联系扬杰科技。　　典型应用场景　　12V/48V服务器电源热插拔应用：背板带电插拔板卡，MOSFET在软启动期间承受浪涌电流，宽SOA特性确保单次插拔不触发失效;　　eFuse电子保险丝：过载或短路时控制器把MOSFET钳位在饱和区限流毫秒级，宽SOA是这个工况的硬性指标;　　BMS电池保护与ORing电路应用：电池组充放电切换、反接保护、均流母线，FET在异常瞬间进入线性区;　　伺服驱动与风扇控制：MOSFET作线性电流源长期工作，散热与SOA裕量直接决定寿命;　　AGV/叉车/UPS：电池驱动设备在工况切换时产生大电流应力，宽SOA器件提供系统级冗余。　　结语：　　工业电源的可靠性，往往不取决于那些"标称工况"，而取决于那些持续几毫秒的异常瞬间。扬杰科技宽SOA MOSFET从ZTC点、高温SOA表征和封装热阻三个维度入手，把"扛得住"做进芯片本身——让客户在热插拔、eFuse和电池保护场景里，不再需要在低导通损耗和高可靠性之间做妥协。　　除热插拔应用外，针对服务器应用场景中的SST，PSU，HVDC，IBC及BBU应用，扬杰科技已推出一系列分立器件解决方案，欢迎垂询。　　本文仅作技术交流分享，不构成任何专业建议。文章内容仅供参考，使用后果自负。

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发布时间：2026-10-30 11:10 阅读量：306 继续阅读>>

AMEYA360代理丨ROHM 实战篇：通过驱动器源极引脚改善开关损耗—传统的<span style='color:red'>MOSFET</span>驱动方法

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AMEYA360代理丨ROHM 实战篇：通过驱动器源极引脚改善开关损耗—传统的MOSFET驱动方法

　　MOSFET和IGBT等功率开关器件被广泛应用于各种功率转换应用中。需要尽可能地降低MOSFET和IGBT等开关器件产生的开关损耗和传导损耗，但不同的应用其降低损耗的方法也不尽相同。　　近年来，出现了一种可以改善损耗的方法，那就是带有驱动器源极引脚(所谓的开尔文源极引脚)的新封装。在“通过驱动器源极引脚改善开关损耗”系列文章中，将为您介绍功率开关产品封装具有驱动器源极引脚的效果以及使用注意事项。　　传统的MOSFET驱动方法　　MOSFET和IGBT等电源开关器件被广泛应用于各种电源应用和电源线路中。需要尽可能地降低这种开关器件产生的开关损耗和传导损耗，但不同的应用其降低损耗的方法也不尽相同。近年来，发现有一种方法可以改善MOSFET和IGBT等的开关损耗问题，那就是带有驱动器源极引脚(所谓的开尔文源极引脚)的新封装。在本文——“通过驱动器源极引脚改善开关损耗”中，将介绍功率开关产品具有驱动器源极引脚的效果以及使用注意事项。　　传统的MOSFET驱动方法　　为了便于对驱动器源极引脚进行说明，我们先来了解一下传统的MOSFET驱动方法。　　MOSFET通常为电压驱动型，通过开/关栅极引脚的电压来控制开关工作。下面是传统TO-247N封装(3引脚)MOSFET的常见栅极驱动电路示例。　　驱动电源VG和MOSFET的栅极引脚Gate之间连接外置电阻RG_EXT，用来控制开关速度，但驱动电路中含有PCB版图的电感LTRACE和MOSFET源极引脚Source的封装电感LSOURCE，因此这个参数是需要好好考虑的重要项目。栅极引脚的封装电感包含在LTRACE中，而漏极引脚Drain的电感LDRAIN不包含在栅极驱动电路中，因此在这里省略。　　由于该驱动电路的具体工作是很基本的而且是常见的，因此在此省略相应的介绍，但需要注意的是，由于流过漏极和源极间的漏极电流ID的变化，LSOURCE中会产生电动势VLSOURCE，这一点在以往的开关速度下很容易被忽略。下面是驱动电路的开关工作中的电压施加情况：　　MOSFET被施加VG并导通后，ID増加，LSOURCE沿图中(I)的方向产生VLSOURCE。另一方面，由于电流IG流入栅极引脚，因此在RG_EXT上会产生压降VRG_EXT(I)。这些电压包含在导通时的驱动电路网中，如公式(1)所示，它们使MOSFET的导通动作所需的芯片上的电压VGS_INT减少，最终导致导通速度下降。LTRACE也会产生电动势，但因其非常小而在此省略。　　关断时也是同样的原理，由于公式(1)中的IG和dID/dt为负，因此使RG_EXT和LSOURCE电压上升(II)，VSG_INT增加，导致关断速度下降。　　一般来讲，电源开关元器件的LSOURCE为几nH到十几nH，加上当dID/dt达到几A/ns时可能会产生10V以上的VLSOURCE，这些将对MOSFET开关工作产生很大的影响。　　驱动器源极引脚是通过消除VLSOURCE的影响来改善MOSFET开关速度的。

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发布时间：2026-10-27 14:10 阅读量：325 继续阅读>>

AMEYA360代理丨ROHM SiC驱动技术篇：SiC-<span style='color:red'>MOSFET</span>的桥式结构栅源电压动作解析

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AMEYA360代理丨ROHM SiC驱动技术篇：SiC-MOSFET的桥式结构栅源电压动作解析

　　从本文开始，我们将进入SiC功率元器件基础知识应用篇的第一弹“SiC MOSFET：桥式结构中栅极-源极间电压的动作”。　　前言　　MOSFET和IGBT等电源开关元器件被广泛应用于各种电源应用和电源线路中。另外，所使用的电路方式也多种多样，除单独使用外，还有串联连接、并联连接等多种使用方法。　　其中，在将开关元件上下串联连接的桥式结构中，通常交替地导通与关断各个元器件。下面是常规的桥式结构同步方式boost电路，波形图是根据栅极信号交替地导通/关断的低边(LS)MOSFET和高边(HS)MOSFET的漏极-源极间电压(VDS)和漏极电流(ID)示例。　　通过开关工作，流过各元件的电流和变化的电压以复杂的方式相互影响。尤其是在处理高电压高电流的电路中，受安装电路板和结线引起的寄生分量等影响，产生电压和电流的动作，并因此导致工作不稳定、效率下降，从而可能导致损耗增加、产生异常发热等问题。　　近年来，SiC MOSFET等高性能功率元器件的应用，使得通过高速开关转换大功率成为可能，但在操作过程中，需要对开关工作有深入的了解。　　在探讨“SiC MOSFET：桥式结构中Gate-Source电压的动作”时，本文先对SiC MOSFET的桥式结构和工作进行介绍，这也是这个主题的前提。　　SiC MOSFET的桥式结构　　下面给出的电路图是在桥式结构中使用SiC MOSFET时最简单的同步式boost电路。该电路中使用的SiC MOSFET的高边(HS)和低边(LS)是交替导通的，为了防止HS和LS同时导通，设置了两个SiC MOSFET均为OFF的死区时间。右下方的波形表示其门极信号(VG)时序。　　该电路中HS和LS MOSFET的Drain-Source电压(VDS)和漏极电流(ID)的波形示意图如下。这是电感L的电流处于连续动作状态，即所谓的硬开关状态的波形。　　横轴表示时间，时间范围Tk(k=1～8)的定义如下：　　T1： LS为ON时、MOSFET电流变化的时间段　　T2： LS为ON时、MOSFET电压变化的时间段　　T3： LS为ON时的时间段　　T4： LS为OFF时、MOSFET电压变化的时间段　　T5： LS为OFF时、MOSFET电流变化的时间段　　T4～T6： HS变为ON之前的死区时间　　T7： HS为ON的时间段(同步整流时间段)　　T8： HS为OFF时、LS变为ON之前的死区时间　　本文将针对SiC MOSFET桥式结构的栅极驱动电路及其导通(Turn-on)/关断( Turn-off)动作进行解说。　　SiC MOSFET桥式结构的栅极驱动电路　　LS(低边)侧SiC MOSFET Turn-on和Turn-off时的VDS和ID的变化方式不同。在探讨SiC MOSFET的这种变化对Gate-Source电压(VGS)带来的影响时,需要在包括SiC MOSFET的栅极驱动电路的寄生分量在内的等效电路基础上进行考量。　　右图是最基本的栅极驱动电路和SiC MOSFET的等效电路。栅极驱动电路中包括栅极信号(VG)、SiC MOSFET内部的栅极线路内阻(RG_INT)、以及SiC MOSFET的封装的源极电感量(LSOURCE)、栅极电路局部产生的电感量(LTRACE)和外加栅极电阻(RG_INT)。　　关于各电压和电流的极性，需要在等效电路图中，以栅极电流(IG)和漏极电流(ID)所示的方向为正，以源极引脚为基准来定义VGS和VDS。　　SiC MOSFET内部的栅极线路中也存在电感量，但由于它比LTRACE小，因此在此忽略不计。　　导通(Turn-on)/关断( Turn-off)动作　　为了理解桥式电路的Turn-on / Turn-off动作，下面对上一篇文章中提到的桥式电路中各SiC MOSFET的电压和电流波形进行详细说明。下面的波形图与上次的波形图是相同的。我们和前面的等效电路图结合起来进行说明。　　当正的VG被施加给LS侧栅极信号以使LS侧ON时，Gate-Source间电容(CGS)开始充电，VGS上升，当达到SiC MOSFET的栅极阈值电压(VGS(th))以上时， LS的ID开始流动，同时从源极流向漏极方向的HS侧ID开始减少。这个时间范围就是前一篇文章中定义的T1(见波形图最下方)。　　接下来，当HS侧的ID变为零、寄生二极管 Turn-off时，与中间点的电压(VSW)开始下降的同时，将对HS侧的Drain-Source间电容(CDS)及Drain-Gate间电容(CGD)进行充电(波形图T2)。对该HS侧的CDS+CGD充电(LS侧放电)完成后，当LS侧的VGS达到指定的电压值，LS侧的 Turn-on动作完成。　　而Turn-off动作则在LS侧VG OFF时开始，LS侧的CGS蓄积的电荷开始放电，当达到SiC MOSFET的平台电压(进入米勒效应区)时，LS侧的VDS开始上升，同时VSW上升。　　在这个时间点，大部分负载电流仍在LS侧流动(波形图T4)，HS侧的寄生二极管还没有转流电流。LS侧的CDS+CGD充电(HS侧为放电)完成时，VSW超过输入电压(E)，HS侧的寄生二极管Turn-on，LS侧的ID开始转向HS侧流动(波形图T5)。　　LS侧的ID最终变为零，进入死区时间(波形图T6)，当正的VG被印加给HS侧MOSFET的栅极信号时Turn-on，进入同步工作时间(波形图T7)。　　在这一系列的开关工作中，HS侧和LS侧MOSFET的VDS和ID变化导致的各种栅极电流流动，造成了与施加信号VG不同的VGS变化。具体内容将在下一篇文章进行详细说明。　　AMEYA360优势料号　　SCT4018KRC15：　　1200V, 18mΩ, 4引脚THD, 沟槽结构, SiC MOSFET　　SCT4026DLLTRDC：　　750V, 61A, 9引脚SMD，沟槽结构，碳化硅(SiC) MOSFET　　SCT4036DLLTRDC：　　750V, 46A, 9引脚SMD, 沟槽结构, SiC(碳化硅)MOSFET　　SCT4045DLLTRDC：　　750V, 37A, 9引脚SMD，沟槽结构，SiC(碳化硅)MOSFET　　SCT4036KRC15：　　1200V, 36mΩ, 4引脚THD, 沟槽结构, SiC MOSFET　　AMEYA360作为ROHM官方授权代理商，可提供上述全系列SiC器件的选型参考、样品申请、现货供应及配套技术支持，助力工程师快速完成SiC方案评估与落地。欢迎联系Ameya获取更多ROHM SiC产品信息与支持。

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发布时间：2026-10-20 13:02 阅读量：467 继续阅读>>

AMEYA360代理丨ROHM SiC核心器件篇：SiC-<span style='color:red'>MOSFET</span>－体二极管的特性

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AMEYA360代理丨ROHM SiC核心器件篇：SiC-MOSFET－体二极管的特性

　　上一章介绍了与IGBT的区别。本章将对SiC-MOSFET的体二极管的正向特性与反向恢复特性进行说明。　　如图所示，MOSFET(不局限于SiC-MOSFET)在漏极-源极间存在体二极管。从MOSFET的结构上讲，体二极管是由源极-漏极间的pn结形成的，也被称为“寄生二极管”或“内部二极管”。对于MOSFET来说，体二极管的性能是重要的参数之一，在应用中使用时，其性能发挥着至关重要的作用。　　SiC-MOSFET体二极管的正向特性　　下图表示SiC-MOSFET的Vds-Id特性。在SiC-MOSFET中，以源极为基准向漏极施加负电压，体二极管为正向偏置状态。该图中Vgs=0V的绿色曲线基本上表示出体二极管的Vf特性，。Vgs为0V即MOSFET在关断状态下，没有通道电流，因此该条件下的Vd-Id特性可以说是体二极管的Vf-If特性。如“ROHM SiC基础篇：为何SiC能成为新能源主力器件?”中“何谓碳化硅”中提到的，SiC的带隙更宽，Vf比Si-MOSFET大得多。　　而在给栅极-源极间施加18V电压、SiC-MOSFET导通的条件下，电阻更小的通道部分(而非体二极管部分)流过的电流占支配低位。为方便从结构角度理解各种状态，下面还给出了MOSFET的截面图。　　SiC-MOSFET体二极管的反向恢复特性　　MOSFET体二极管的另一个重要特性是反向恢复时间(trr)。trr是二极管开关特性相关的重要参数这一点在SiC肖特基势垒二极管一文中也已说明过。不言而喻，MOSFET的体二极管是具有pn结的二极管，因而存在反向恢复现象，其特性表现为反向恢复时间(trr)。下面是1000V耐压的Si-MOSFET和SiC-MOSFET SCT2080KE的trr特性比较。　　如图所示，示例的Si-MOSFET的trr较慢，流过较大的Irr。而SiC-MOSFET SCT2080KE的体二极管速度则非常快。trr、Irr均为几乎可忽略的水平，恢复损耗Err已经大幅降低。　　AMEYA36优势料号　　SCT4018KRC15：　　1200V, 18mΩ, 4引脚THD, 沟槽结构, SiC MOSFET　　SCT4026DLLTRDC：　　750V, 61A, 9引脚SMD，沟槽结构，碳化硅(SiC) MOSFET　　SCT4036DLLTRDC：　　750V, 46A, 9引脚SMD, 沟槽结构, SiC(碳化硅)MOSFET　　SCT4045DLLTRDC：　　750V, 37A, 9引脚SMD，沟槽结构，SiC(碳化硅)MOSFET　　SCT4036KRC15：　　1200V, 36mΩ, 4引脚THD, 沟槽结构, SiC MOSFET　　AMEYA360作为ROHM官方授权代理商，可提供上述全系列SiC器件的选型参考、样品申请、现货供应及配套技术支持，助力工程师快速完成SiC方案评估与落地。欢迎联系Ameya获取更多ROHM SiC产品信息与支持。

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发布时间：2026-10-16 14:31 阅读量：514 继续阅读>>

AMEYA360代理丨ROHM SiC核心器件篇：SiC-<span style='color:red'>MOSFET</span>与IGBT的区别

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AMEYA360代理丨ROHM SiC核心器件篇：SiC-MOSFET与IGBT的区别

　　上一章针对与Si-MOSFET的区别，介绍了关于SiC-MOSFET驱动方法的两个关键要点。本章将针对与IGBT的区别进行介绍。AMEYA360 作为 ROHM 官方授权代理商，可为工程师提供 SiC 器件选型、驱动调试等配套技术支持。　　与IGBT的区别：Vd-Id特性　　Vd‑Id 特性是晶体管的基础特性，下文对比了 25℃与 150℃条件下的 Vd‑Id 特性表现。　　观察 25℃下的特性曲线可以发现，SiC‑MOSFET 与 Si‑MOSFET 的漏极电流 Id 会随漏源电压 Vds 呈线性上升;而 IGBT 存在导通阈值压降，因此在小电流区间内，MOSFET 器件的 Vds 更低(对应 IGBT 为集电极电流、集电极‑发射极电压)。Vd‑Id 特性本质上也反映器件的导通电阻特性。依据欧姆定律，相同 Id 条件下 Vd 越小，导通电阻就越小;特性曲线斜率越陡峭，导通电阻性能越优异。　　IGBT的低Vd(或低Id)范围(在本例中是Vd到1V左右的范围)，在IGBT中是可忽略不计的范围。这在高电压大电流应用中不会构成问题，但当用电设备的电力需求从低功率到高功率范围较宽时，低功率范围的效率并不高。　　与之相对，SiC‑MOSFET 能够在更宽的工作区间维持较低的导通电阻。　　另一方面，温度升至 150℃时，Si‑MOSFET、SiC‑MOSFET 的特性曲线斜率均会变小，导通电阻随之上升。不过 SiC‑MOSFET 受温度影响幅度更小：25℃时导通性能接近的器件，高温环境下二者差距会进一步拉开，SiC‑MOSFET 导通电阻的温度漂移显著更低。　　与IGBT的区别：关断损耗特性　　前文多次提及，SiC 功率器件具备出色的开关性能，可实现大功率工况下的高速开关。下面具体对比其与 IGBT 的开关损耗差异。　　IGBT 器件关断时，受自身器件结构影响会产生拖尾电流，造成关断损耗增大，这是 IGBT 固有的特性。　　对比关断波形能够看出，SiC‑MOSFET 从原理上不存在拖尾电流，因此关断损耗可以做到很低。本次测试中，SiC‑MOSFET 搭配 SBD 肖特基势垒二极管方案，相较于 IGBT 搭配 FRD 快速恢复二极管方案，关断损耗 Eoff 降低 88%。　　还有一点需要注意：IGBT 的拖尾电流会随着工作温度升高而增大。另外，想要实现 SiC‑MOSFET 高速开关，需要合理配置外部栅极电阻 Rg，这一点在前面对比 Si‑MOSFET 的章节中已经做过说明。针对栅极电阻调试、驱动电路设计等实操问题，AMEYA360 可提供技术协助。　　与IGBT的区别：导通损耗特性　　接下来看开关导通时的损耗。　　IGBT 开通瞬间会出现图中蓝色 Ic 波形红色虚框所示的电流分量，该电流主要来自二极管反向恢复电流，是 IGBT 开通损耗的主要来源。值得留意：搭配 SiC‑SBD 使用时，凭借其优异的反向恢复特性，MOSFET 的开通损耗可以得到有效抑制;而配套 FRD 使用时，开通损耗会和 IGBT 拖尾电流一样，随温度升高进一步增大。　　综上，从开关损耗整体表现来看，SiC‑MOSFET 性能明显优于 IGBT。　　注：以上数据均来自 ROHM 内部测试环境。受驱动电路等外部条件影响，实际测试结果会存在一定差异。　　AMEYA36优势料号　　SCT4018KRC15：　　1200V, 18mΩ, 4引脚THD, 沟槽结构, SiC MOSFET　　SCT4026DLLTRDC：　　750V, 61A, 9引脚SMD，沟槽结构，碳化硅(SiC) MOSFET　　SCT4036DLLTRDC：　　750V, 46A, 9引脚SMD, 沟槽结构, SiC(碳化硅)MOSFET　　SCT4045DLLTRDC：　　750V, 37A, 9引脚SMD，沟槽结构，SiC(碳化硅)MOSFET　　SCT4036KRC15：　　1200V, 36mΩ, 4引脚THD, 沟槽结构, SiC MOSFET　　AMEYA360作为ROHM官方授权代理商，可提供上述全系列SiC器件的选型参考、样品申请、现货供应及配套技术支持，助力工程师快速完成SiC方案评估与落地。欢迎联系Ameya获取更多ROHM SiC产品信息与支持。

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发布时间：2026-10-14 10:13 阅读量：549 继续阅读>>

AMEYA360代理丨ROHM SiC核心器件篇：SiC‑<span style='color:red'>MOSFET</span> 核心特性与驱动设计要点

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AMEYA360代理丨ROHM SiC核心器件篇：SiC‑MOSFET 核心特性与驱动设计要点

　　ROHM(罗姆)成立于1958年，总部位于日本京都，是全球知名半导体制造商，深耕碳化硅(SiC)技术多年，拥有自研SiC工艺与迭代升级的第四代、第五代SiC器件，产品以超低导通电阻、极低开关损耗、高耐温高可靠著称，覆盖SiC-SBD、SiC-MOSFET、全SiC功率模块及混合SiC模块等。Ameya360作为ROHM官方授权代理商，全权承接ROHM全系列高性能SiC器件，可为客户提供原厂正品现货、精准选型、样品申请、技术方案支持、BOM配套及全程售后配套服务。　　继前篇结束的SiC-SBD之后，本篇进入SiC-MOSFET相关的内容介绍。功率转换电路中的晶体管的作用非常重要，为进一步实现低损耗与应用尺寸小型化，一直在进行各种改良。SiC功率元器件半导体的优势前面已经介绍过，如低损耗、高速开关、高温工作等，显而易见这些优势是非常有用的。本章将通过其他功率晶体管的比较，进一步加深对SiC-MOSFET的理解。　　SiC-MOSFET的特征　　SiC-SBD的章节中也使用了类似的图介绍了耐压覆盖范围。本图也同样，通过与Si功率元器件的比较，来表示SiC-MOSFET的耐压范围。　　目前SiC-MOSFET有用的范围是耐压600V以上、特别是1kV以上。关于优势，现将1kV以上的产品与当前主流的Si-IGBT来比较一下看看。相对于IGBT，SiC-MOSFET降低了开关关断时的损耗，实现了高频率工作，有助于应用的小型化。相对于同等耐压的SJ-MOSFET(超级结MOSFET)，导通电阻较小，可减少相同导通电阻的芯片面积，并显著降低恢复损耗。　　下表是600V～2000V耐压的功率元器件的特征汇总。　　雷达图的RonA为单位面积的导通电阻(表示传导时损耗的参数)，BV为元器件耐压，Err为恢复损耗，Eoff为关断开关的损耗。SiC已经很完美，在目前情况的比较中绝非高估。　　继前篇内容，继续进行各功率晶体管的比较。本篇比较结构和特征。　　功率晶体管的结构与特征比较　　下图是各功率晶体管的结构、耐压、导通电阻、开关速度的比较。　　使用的工艺技术不同结构也不同，因而电气特征也不同。补充说明一下，DMOS是平面型的MOSFET，是常见的结构。Si的功率MOSFET，因其高耐压且可降低导通电阻，近年来超级结(Super Junction)结构的MOSFET(以下简称“SJ-MOSFET”)应用越来越广泛。关于SiC-MOSFET，这里给出了DMOS结构，不过目前ROHM已经开始量产特性更优异的沟槽式结构的SiC-MOSFET。具体情况计划后续进行介绍。　　在特征方面，Si-DMOS存在导通电阻方面的课题，如前所述通过采用SJ-MOSFET结构来改善导通电阻。IGBT在导通电阻和耐压方面表现优异，但存在开关速度方面的课题。SiC-DMOS在耐压、导通电阻、开关速度方面表现都很优异，而且在高温条件下的工作也表现良好，可以说是具有极大优势的开关元件。　　这张图是各晶体管标准化的导通电阻和耐压图表。从图中可以看出，理论上SiC-DMOS的耐压能力更高，可制作低导通电阻的晶体管。目前SiC-DMOS的特性现状是用椭圆围起来的范围。通过未来的发展，性能有望进一步提升。　　从本文开始，将逐一进行SiC-MOSFET与其他功率晶体管的比较。　　本文将介绍与Si-MOSFET的区别。尚未使用过SiC-MOSFET的人，与其详细研究每个参数，不如先弄清楚驱动方法等与Si-MOSFET有怎样的区别。在这里介绍SiC-MOSFET的驱动与Si-MOSFET的比较中应该注意的两个关键要点。　　与Si-MOSFET的区别：驱动电压　　SiC-MOSFET与Si-MOSFET相比，由于漂移层电阻低，通道电阻高，因此具有驱动电压即栅极-源极间电压Vgs越高导通电阻越低的特性。下图表示SiC-MOSFET的导通电阻与Vgs的关系。　　导通电阻从Vgs为20V左右开始变化(下降)逐渐减少，接近最小值。一般的IGBT和Si-MOSFET的驱动电压为Vgs=10～15V，而SiC-MOSFET建议在Vgs=18V前后驱动，以充分获得低导通电阻。也就是说，两者的区别之一是驱动电压要比Si-MOSFET高。与Si-MOSFET进行替换时，还需要探讨栅极驱动器电路。　　与Si-MOSFET的区别：内部栅极电阻　　SiC-MOSFET元件本身(芯片)的内部栅极电阻Rg依赖于栅电极材料的薄层电阻和芯片尺寸。如果是相同设计，则与芯片尺寸成反比，芯片越小栅极电阻越高。同等能力下，SiC-MOSFET的芯片尺寸比Si元器件的小，因此栅极电容小，但内部栅极电阻增大。例如，1200V 80mΩ产品(S2301为裸芯片产品)的内部栅极电阻约为6.3Ω。　　这不仅局限于SiC-MOSFET，MOSFET的开关时间依赖于外置栅极电阻和上面介绍的内部栅极电阻合在一起的综合栅极电阻值。SiC-MOSFET的内部栅极电阻比Si-MOSFET大，因此要想实现高速开关，需要使外置栅极电阻尽量小，小到几Ω左右。　　但是，外置栅极电阻还承担着对抗施加于栅极的浪涌的任务，因此必须注意与浪涌保护之间的良好平衡。　　SiC-MOSFET在耐压、导通电阻、开关速度及高温工作方面均表现优异，尤其适用于600V以上、特别是1kV以上的高耐压场景，相比Si-IGBT可降低关断损耗、实现高频工作，相比SJ-MOSFET导通电阻更小、恢复损耗显著降低。与Si-MOSFET替换时，需注意驱动电压建议在Vgs=18V前后，且内部栅极电阻较大，应尽量减小外置栅极电阻，同时兼顾浪涌保护。　　ROHM 罗姆不仅量产平面 DMOS 结构 SiC‑MOSFET，更推出性能更优的沟槽型 SiC‑MOSFET 产品，后续我们将继续拆解沟槽 SiC‑MOSFET 相关技术细节。 AMEYA360 作为 ROHM 官方授权代理商，可提供全系列 SiC 器件样品申请、现货供应、选型参考与技术支持服务。

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发布时间：2026-10-13 16:58 阅读量：537 继续阅读>>

安森德丨浅谈SiC <span style='color:red'>MOSFET</span>驱动设计的选择

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安森德丨浅谈SiC MOSFET驱动设计的选择

　　对于不少电源工程师而言，SiC MOSFET往往与负压关断绑定使用，但从实际拓扑来看，负压并非所有SiC应用的必选项。　　一、负压关断主要解决什么问题?　　SiC MOSFET 的开关速度远快于传统硅 MOSFET，其漏源电压变化率可达 50~100 V/ns。快速开关虽然有利于降低开关损耗，但也使器件更容易受到寄生参数和驱动回路的影响。　　在半桥等桥臂拓扑中，当高边 MOSFET 快速开通时，低边 MOSFET 的 VDS 会急剧变化。由此产生的高 dv/dt 会经由低边器件的栅漏电容 Cgd，也就是米勒电容，耦合到栅极，并注入位移电流。　　如果驱动回路抑制干扰的能力不足，这股位移电流就可能在栅极形成瞬态 VGS 尖峰，使原本处于关断状态的 MOSFET 被抬升到阈值电压以上。SiC MOSFET 的阈值电压通常约为 2.7~4 V，一旦发生误开通，上下桥臂便会同时导通，进而可能造成直通短路。　　从图中可以看到，高边Q1高速开通时，低边Q2承受快速变化的VDS，Cgd产生的位移电流会流入栅极，并形成瞬态VGS尖峰。　　米勒串扰的形成通常包含三个关键条件：高dv/dt、Cgd耦合通道，以及另一只处于关断状态的互补开关管。其中前两项来自器件自身特性，而是否存在互补开关，则由具体拓扑决定。　　这也意味着，判断SiC MOSFET是否需要负压关断，不能只看器件本身，更要看它工作在什么拓扑中。　　二、单管拓扑为何可以采用0V关断?　　反激是消费类适配器、辅助电源等场景中非常典型的单管拓扑，初级功率回路只有一只主开关MOSFET，不存在另一只与其构成互补关系的高速功率管。　　在MOSFET关断过程中，其漏极电压同样会快速上升，dv/dt也会通过自身Cgd影响栅极。但这种作用属于器件自身的电容耦合，不存在桥臂结构中“一只MOSFET开通，干扰另一只MOSFET”的跨器件路径。　　因此，从米勒串扰和桥臂直通这一角度来看，反激拓扑并不依赖负压关断，可以采用0V关断方案。相比负压关断，其主要代价是关断速度有所降低，并带来一定的额外关断损耗。　　三、正激、Buck同样不存在互补开关串扰　　相同的判断逻辑也适用于单管正激和传统Buck拓扑。　　单管正激通过一只主开关管控制变压器初级能量传递，并没有半桥、全桥结构中的高速互补开关，因此不存在另一只功率MOSFET受到米勒耦合后发生误导通的问题。　　Buck拓扑则由主动开关、续流器件以及储能电感组成，基本功率级同样只有一只主动开关。　　对于这类拓扑，开关节点的dv/dt主要作用于器件自身，不会形成桥臂拓扑中的跨器件串扰路径，因此从抗米勒误导通的需求来看，可以采用0V关断，无需额外增加负压生成电路。　　四、普通Boost及传统Boost PFC与图腾柱PFC要区别看待　　PFC是另一个容易产生误解的应用。　　普通Boost/传统Boost PFC由一只主动MOSFET、升压电感以及续流二极管构成，本质上仍属于单管升压结构。　　普通 Boost 与传统 Boost PFC 中，承担主动开关作用的通常只有一只 MOSFET，并没有另一只高速互补功率管参与桥臂交替工作，因此它们的驱动判断思路与反激、Buck 较为接近：采用 0V 关断通常就能满足需求，也无需再为负压驱动额外增加电路。图腾柱 PFC 则不能按这一逻辑处理。它为降低整流损耗，高频桥臂一般由两只功率 MOSFET 构成，已经属于典型的桥式功率级。当其中一只器件快速开关时，另一只关断管会承受较高的 dv/dt，并可能通过 Cgd 耦合到栅极，进而出现米勒串扰，严重时甚至误导通。因此，图腾柱 PFC 更应重视负压关断，以提升关断期间的抗干扰余量。换言之，“PFC 一定要用负压”这种说法并不准确，驱动方案最终仍要由具体电路结构来决定。　　五、两只开关管，也不一定属于桥臂结构　　判断是否需要负压关断，也不能简单按照开关管数量进行划分。　　以双管正激为例，虽然初级侧使用两只MOSFET，但两只器件采用同时开通、同时关断的工作方式，并不是半桥、全桥中交替工作的互补开关关系。　　因此，双管正激并不存在典型的“一侧高速开通，导致另一侧关断器件受到米勒串扰”的工作条件，也不存在传统桥臂结构中的上下管互补直通路径。　　双管反激同样属于类似情况，两只功率器件采用同开同关方式，因此从米勒串扰角度来看，也可以采用0V关断。　　安森德半导体(ASDsemi)，以呼应市场应用需求特研发推出以下SiC MOSFET，以满足客户灵活设计参数要求。　　SiC MOSFET是否采用负压关断，并没有放之四海而皆准的结论。负压关断的关键作用之一，是应对桥式拓扑中高 dv/dt 通过 Cgd 耦合到栅极后造成的米勒串扰与误开通。因此，半桥、全桥、图腾柱 PFC 等带有高速互补开关的功率级，借助负压关断可以提升关断状态下的抗干扰能力。相反，反激、单管正激、Buck、普通 Boost、传统 Boost PFC，以及部分同开同关的双管拓扑，并不存在这种跨器件的串扰通路，因此可在效率、成本、PCB 面积和驱动复杂度之间权衡，选择 0V 或负压关断。对电源工程师而言，SiC MOSFET 驱动设计的核心不是套用“SiC 必须负压”的既有经验，而是依据器件参数、拓扑结构和开关时序进行判断;在保障可靠性的前提下减少不必要的外围电路，也是 SiC 器件迈向高集成、高功率密度应用的重要方向。　　安森德MOS产品依托自研工艺，可以定制各类高效MOSFET，提供系统级解决方案，助力品牌快充实现丝滑迭代、高良率大规模量产。例如：在45W~240W的主流快充中，我们推荐以下型号的同步整流MOS，支持电源产品做紧凑PCB布局，帮助您通过高频工况EMI，打造高可靠、低Ciss、成本友好的的同步整流电路，单颗覆盖功率范围广，可减少物料种类。

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发布时间：2026-09-20 10:39 阅读量：393 继续阅读>>

低开关损耗，轻载高效 | 维安FR-VD<span style='color:red'>MOSFET</span>适配冰箱新国标

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低开关损耗，轻载高效 | 维安FR-VDMOSFET适配冰箱新国标

　　2026年6月1日开始实施《家用电冰箱耗电量限定值及能效等级》GB 12021.2-2025。核心变化是，能效指标大幅度提升，准入门槛大幅度提高，耗电量限定值准入门槛提高30%~40%，预计约20%以上的高耗能产品将被淘汰。为应对该国标的执行，倒逼企业在高效压缩机、隔热材料、控制系统三大核心领域技术升级。　　冰箱材料成本进一步增加，为应对行业发展及降本的需求，维安(WAYON) 开发出FR-MOSFET应用于冰箱压缩机变频控制。　　MOSFET与　　IGBT器件的特点与对比　　MOSFET与IGBT器件对比　　MOSFET与IGBT效率的对比　　1　　轻载区间(<150W)　　MOSFET(红色曲线)效率显著高于 IGBT(蓝色曲线)。　　MOSFET 开关速度为 ns 级，开关损耗极低;轻载下开关损耗是总损耗主要部分，IGBT 存在电流拖尾，开关损耗大，因此轻载效率劣势明显。　　2　　中载交叉点(约 150W)　　两者效率曲线交汇，此时两种器件的开关损耗 + 导通损耗总和基本持平。　　3　　重载 / 满载区间(>150W)　　IGBT 效率反超 MOSFET 且持续上升，MOSFET 效率开始回落。　　重载时导通损耗成为主要损耗来源，IGBT 饱和压降VCE(sat)固定，大电流下导通损耗增长平缓;MOSFET 导通损耗随电流平方上升(P=I2RDS(ON))，大电流下导通损耗快速恶化，效率下降。　　FR-VDMOSFET与　　IGBT实测对比　　A、器件损耗对比：　　FRMOS 的开关损耗低于IGBT。　　B、耗能对比：　　FRMOS 能耗相较于IGBT降低了15.8%。　　C、温升对比　　环境温度26℃的情况下，IGBT与维安FRMOS的温升基本一致。　　典型应用：电机驱动　　基于以上对比，维安开发的FR‑VDMOSFET，适用于 200W 以下冰箱压缩机驱动，更好的适配冰箱工况，提升效率，降低成本。　　推荐选型

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发布时间：2026-08-31 10:28 阅读量：449 继续阅读>>

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RB751G-40T2R	ROHM Semiconductor
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