ROHM半导体激光仿真模型概要

发布时间：2026-07-09 09:36
作者：AMEYA360
来源：ROHM
阅读量：578

　　概要

　　应用于激光雷达(LiDAR)及高功率工业设备的半导体激光器(以下简称激光二极管)设计中，因需实现纳秒级的高速脉冲驱动与大电流控制，结合寄生电感和热特性开展精细化解析是必不可少的环节。罗姆(ROHM)为助力设计人员在更贴近实际整机的环境中完成仿真工作，特提供可还原器件电气特性的SPICE模型，以及光学设计中不可或缺的光线文件(Ray File)。本文档将围绕以下核心要点，对罗姆激光二极管专用仿真模型进行详细说明。

　　· SPICE模型的体系：紧凑型模型与子电路模型(宏模型、行为模型)的差异说明

　　· 高功率激光二极管模型的特点：可在PSpice®、LTspice®中使用，且实现电气特性与光输出特性耦合的行为模型结构。

　　· 光学解析专用光线文件Ray File：可在光学仿真软件 LightTools®、Ansys Zemax OpticStudio®中调用的光线数据概述

　　· 实际设计中的应用：利用评估板电路开展脉冲驱动仿真的实际案例

　　SPICE模型的种类

　　SPICE模型分为"紧凑模型(器件模型)"和"子电路模型"两种(表1)。紧凑模型(器件模型)针对双极晶体管、二极管、LED等单一元件，语法以".MODEL"开头。子电路模型由多个元件组合构成，适用于 MOSFET、SiC功率器件、激光二极管以及部分二极管。

　　语法以「.SUBCKT」开始，该模型语法以 「.SUBCKT」开头，以「.ENDS」结尾。在各类子电路模型中，数字晶体管、MOSFET等器件，均通过由多个元件构成的等效电路所定义的宏模型进行描述;而碳化硅SiC功率器件、激光二极管等器件，因存在宏模型无法还原的器件特性，故通过以自定义公式定义该类特性的行为模型进行描述。

　　罗姆提供的仿真模型

　　罗姆提供的激光二极管仿真模型具体分为以下两类：

　　SPICE模型

　　截至2026年3月，罗姆的激光二极管产品已配套推出高功率激光二极管专用SPICE模型。上述模型均适配 PSpice与LTspice仿真软件，文件名称如下所示。尽管模型文件有数个版本，但所有文件均可在两款仿真软件中通用。文件名后缀带有”_Po”的为光输出模型。

　　Ray File

　　LightTools®及Ansys Zemax OpticStudio®可使用的Ray数据文件以以下的文件名表示。

ROHM半导体激光仿真模型概要


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　　概要　　近年来，在AI服务器、数据中心电源、光伏(PV)逆变器、电力储能系统(ESS)等领域，除了大功率化之外，设备小型化和高功率密度化需求也与日俱增。传统大功率应用中主流的TO-247、TO-220等通孔封装，以及TO-263等表面贴装封装，在寄生电感、散热性能以及安装空间方面都存在设计瓶颈。　　本应用笔记将介绍ROHM的TOLL(TO无引线)封装——一种可解决上述课题的创新型表面贴装(SMD)方案，并阐述其技术优势。文中将详细说明TOLL封装所带来的优势：节省空间(薄型化、占板面积缩减)、优异的散热性能、通过开尔文源极(4端子)结构降低开关损耗，以及符合JEDEC标准的高通用性。同时，还介绍了能够将 ROHM最新SiC MOSFET、12～150V耐压SiMOSFET、超级结MOSFET等功率器件的性能发挥到极致的电路板设计方法。　　目录　　· 符合JEDEC MO-299标准的外形尺寸　　· 兼顾小型薄型化与大功率化　　· 优异的散热性能　　· 4端子(开尔文源极)结构大幅降低开关损耗　　· 提高安装可靠性并降低检测成本　　· 通过优化电路板设计实现散热最大化　　· 结语　　· 参考资料　　符合JEDEC MO-299标准的外形尺寸　　TOLL封装是一种符合JEDEC制定外形标准MO-299的表面贴装型封装。因此，便于利用现有贴装设备，具备生产线操作上的高通用性。　　另一方面，在基板设计(焊盘布局)方面，为了最大限度发挥所搭载的新一代功率器件的特性，对端子形状进行了优化。JEDEC MO299中规定，多引脚侧(8引脚侧)的相邻引脚根部连接结构为“可选(OPTIONAL)”。因此，ROHM根据器件特性，为各产品采用最合适的形状。例如，在SiC MOSFET和Si MOSFET等TOLL封装中，采用了8引脚侧根部相连的形状;并且，带开尔文源极的4端子器件(漏极、栅极、源极、开尔文源极)与3端子器件(漏极、栅极、源极)的连接方式也有所不同(见 Figure 1)。　　此外，ROHM的GaN HEMT产品采用TOLL-8N封装，虽然外形尺寸符合MO-299标准，但引脚配置和焊盘形状具有独特性，因此在基板设计时，请务必使用数据手册中记载的TOLL-8N专用焊盘布局(Figure 2)　　如此，虽然在外形尺寸上实现了标准化，但安装焊盘图案则针对各器件进行了优化。因此，基板设计时不应沿用通用的焊盘布局，而必须使用各产品数据手册中记载的专用推荐焊盘布局。这样才能充分发挥各器件的真正性能，并确保高可靠性。　　特别需要注意的是，开尔文源极(数据手册中有时表述为“驱动源极”)端子的连接方式对开关损耗影响很大。此外，以下做法是严格禁止的：将开尔文源极端子与功率源极端子直接连接;使开尔文源极端子保持开路，仅使用功率源极端子来驱动栅极;以及将开尔文源极端子与功率源极端子反向连接。这些不当连接可能导致意想不到的发热、误动作甚至器件故障　　兼顾小型薄型化与大功率化　　TOLL封装最大的特点在于节省空间。封装外形尺寸为9.9mm × 11.68mm × 2.3 mm，高度较以往同等级封装(TO-263-7LA)降低了约一半(从4.5mm降至2.3 mm，降低约49%)(见Figure 3)。此外，在实际基板上所占用的安装面积(焊盘布局)也削减了25%。传统TO-263-7LA的焊盘面积为179.3mm²(11.0mm × 16.3mm)，而TOLL封装的焊盘面积仅为134.33mm²(10.1mm × 13.3mm)(见Figure 4)。由此，即使在被称为“披萨盒型”的薄型电源用图腾柱PFC电路等厚度需控制在4mm以下的严格设计约束下，也能带来极高的安装自由度。
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　　本文探讨的问题是“为什么可以通过感应电压知道转子的位置?”具体而言，就是为什么通过观察无刷电机绕组中产生的感应电压，可以估测出转子的位置?感应电压和转子位置之间的关系是驱动无刷电机时涉及到的重要知识，下面将就此进行说明。　　●问题的内容　　本次的问题源于类似下面的经历。　　这是我们在为无刷电机选择电机驱动器时遇到的困惑：有些电机驱动器的规格书上写有“无传感器控制”，也就是说不需要用传感器来确定转子的位置。我们一直以为驱动无刷电机需要转子位置传感器，但这类电机驱动器检测的是感应电压，而不是位置传感器的信息。　　感应电压是指手动旋转无刷电机的曲轴时，绕组端子上产生的电压。但为什么仅通过检测(?)该感应电压就能知道转子的位置呢?　　实际上，有些无刷电机的电机驱动器配备了无传感器控制功能，无需使用霍尔元件等位置传感器即可使电机旋转。这种无传感器控制有多种方式，其中如本次问题所示，通过感应电压的波形，特别是检测出过零点来估测转子位置的方式被广泛使用。　　那么，感应电压与转子位置之间有什么关系呢?这里我们将从感应电压的产生原理入手，解释两者之间的关系。　　无刷电机的感应电压　　首先，感应电压是由于电磁感应现象而在线圈(绕组)两端产生的电势差。这里的电磁感应是指当通过线圈中的磁通量发生变化时，会在线圈中产生排斥这种变化(保持原磁通量)的磁场方向上，产生电压的现象。例如，如下图(中)所示，当磁体(N极)靠近线圈时，线圈内向右的磁通量会增加。于是，线圈试图产生一个向左的磁场来抑制这种增加。产生左向磁场的电流方向遵循右手定则(如图所示)，并在线圈两端产生与该方向对应极性的电压。相反，当磁体远离线圈时，磁通量减少，所以会产生增加磁通量的电流和电压(下图中的右图)。　　该线圈两端产生的电压大小与磁通量变化的大小成正比。感应电压(Vbemf)可以用磁通量的微分来表示(如下式)。公式中线圈匝数n表示感应电压的大小与匝数成正比。如果N极为正极，且电压的参照物为图中线圈的左侧端子，则公式中的磁通量Φ为负值。　　如果将这种感应电压的产生现象转化为电机的工作，就会如下图所示。下图是由永磁体组成的转子在定子内部旋转时，穿过定子的磁通量变化示意图。　　图中标出了来自永磁体N极的磁通量进入S极的路径。在下图中“1”的转子位置处，线圈A的齿槽(见下图中缠有导线的磁性体部分)与S极相对，磁通沿S极方向穿过。当转子从那里继续左转时(图中的“2”)，齿槽A的前端部分开始与N极相对，与S极相对的面积减少，所以穿过线圈的磁通量减少。随着转子进一步旋转，如图中的“3”所示，穿过线圈的磁通量变为零(尽管图中未显示，但随着转子进一步旋转，从N极出来的磁通量会不断增加)。　　可见，对于电机来说，与其说是永磁体靠近或远离，不如说是与线圈(齿槽)相对的磁体的磁极和磁通密度随着转子旋转而不断变化，从而产生感应电压。　　以上即为无刷电机感应电压产生原理的说明。　　转子位置和感应电压波形　　根据上述感应电压的产生原理，我们来探讨转子位置与感应电压波形之间的关系。首先，让我们解释一下什么是转子位置。　　我们说要知道转子的位置，表示位置需要一个参照物。例如地球上的经度或纬度位置是以北极点或天文台为参照物，或者距离100米是以说这句话的人或写有这句话的标志为参照物。那么，转子位置的参照物是什么呢?要理解这一点，我们需要知道为什么要知道转子的位置。　　在驱动无刷电机时，之所以要知道转子的位置，简单来说是为了利用该信息来决定在何处产生绕组磁场。无刷电机利用转子的永磁体和绕组磁场之间的引力/斥力来旋转，为了获得这种力，必须知道应该在永磁体的哪个位置产生绕组磁场。因此，转子位置的参照物是绕组。具体来说，转子位置表示的是转子的永磁体与定子绕组之间的相对位置(角度)。　　例如，如下图所示，通过将转子的位置理解为“N极相对于U相绕组呈〇〇度的位置”，可以决定在哪个位置产生绕组磁场使转子朝所需方向转动。　　(这里的N极指的是N极部分的中心位置。转子位置的表示方式有两种：一种是以磁极的中心位置为参照物，另一种是以磁极切换点(磁极之间)为参照物。后一种情况下，表达为“从S极变为N极的位置相对于U相绕组呈〇〇度”。另外，“相对于U相绕组”是指缠有U相绕组的齿槽的中心位置。)　　既然我们已经知道转子位置的参照物是绕组，接下来就要考虑转子位置和感应电压波形之间的关系。　　首先在考虑感应电压波形之前要先确定磁通量(Φ)，因此我们假设转子的励磁波形(永磁体的磁通分布)是下图所示的波形。这种波形通常被称为正弦波励磁波形，励磁后的磁通密度呈正弦波分布。　　下图为当转子相对于绕组旋转一周时，穿过绕组(齿槽)的磁通量变化情况，以及感应电压的变化情况(再次强调，转子位置的参照物是绕组(这里是与定子的位置关系))。为了更直观地看到穿过齿槽的磁通量，图中还给出了转子处于位置1到5时穿过齿槽的磁通量。　　当转子处于位置“1”时，齿槽同时面向磁体的N极和S极，因此几乎没有磁通量穿过齿槽，齿槽的磁通量为零。当转子左转到位置“2”时，面向齿槽的磁体N极面积逐渐增大。由于磁体的励磁波形是正弦波，此时齿槽中的磁通量呈正弦波增长，并在位置“2”达到最大，到位置“3”时又变为零。接着，转子继续左转到位置“4”，磁通量(朝向S极)达到最大，到位置“5”时又变为零(回到位置“1”)。　　通过转子的这种运动，产生了如图所示的感应电压(感应电压是齿槽中的磁通量变化量(微分)的负值)。　　从以上说明可以看出，转子的位置、齿槽中的磁通量、转子旋转时磁通量的变化以及由此产生的感应电压之间的关系是固定不变的。这就是为什么可以通过感应电压知道转子位置(相对于绕组的位置)的原因。　　基于这种关系，例如，如果检测到感应电压在由负变正的过零点，就可以知道此时转子相对于绕组(齿槽)的位置是处于位置“2”。同样，在由正转负的过零点时，处于位置“4”。通过这种方式确定转子位置后，可以决定在哪个方向产生绕组磁场。　　理论上，也可以推测出其他转子位置。但是，需要克服一些问题，例如感应电压的大小会随着电机转速而变化、永磁体的磁通分布变化会导致感应电压波形变化、以及检测感应电压大小的方法等。另外，使用比较器电路可以比较容易地检测到过零点。　　作为转子位置的参考，下图展示了三相星形连接时U相、V相、W相的感应电压及在过零点时的转子位置(转子左转时)。　　以上就是对本次疑问“为什么可以通过感应电压知道转子的位置?”的解答。　　本文的关键要点　　・无刷电机的感应电压是由穿过绕组(齿槽)的磁通量的变化产生的。　　・转子位置的参照物是绕组(齿槽)。　　・穿过绕组(齿槽)的磁通量由转子的位置决定。　　・通过观察感应电压波形，可以知道转子相对于绕组的位置。
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　　本文探讨的问题是 “为什么提高电机的电压时，转速会随之上升?”具体而言，就是当给电机绕组施加的电压升高(增大)时，为什么其转速会随之上升。这一现象看似理所当然，但其背后的原理却涉及诸多物理公式。这个问题对于深入了解电机原理非常关键，下面将为大家详细阐述。　　●问题的内容　　本次的问题源于类似下面的经历。　　这是在使用市售的小型电机时产生的疑问。当时使用的是那种只需连接电池就能转动的电机，即所谓的有刷电机。为探寻如何能提高转速，经过一番调查后得知，有一种方法是将电池进行串联。于是采用两节电池串联的方式，电机的旋转速度(转速)相较于单节电池时加快了。　　对于转速的提高，人们很容易直观的认为，“这是由于两节电池的功率(电压?)变成了原来的两倍”，但是，当深入思考电压和转速之间究竟存在怎样的关系时，就会感到困惑不解，进而希望知晓更为详尽的缘由。　　当把两节电池串联连接时，有刷电机的转速的确会上升。像这样将电池串联起来提升功率的情况，想必有人在使用小灯泡时体验过吧。当使用两节电池时，小灯泡会比使用单节电池时更亮。所以，对于电机转速上升这件事可能并不会觉得有什么奇怪的。然而，并非所有电机都遵循这一规律，事实上，有的电机即便提高电压，转速也不会改变。比如说步进电机和感应电机就是转速不会随着电压的升高而上升的电机。另外，转速会上升的电机是有刷电机和无刷电机。那么，这些电机之间的区别是什么呢?下面我们首先从这一点切入，开始讲解。　　转速不变的电机与转速可变的电机之间的区别　　当改变电压时，转速不变的电机与转速可变的电机在旋转磁场的控制策略上存在差异(※在此处的说明中，“控制策略”可能比“控制方法”更为恰当)。　　转速不变的电机，是通过控制使磁场旋转的速度，使转子跟随该磁场转动，从而驱动电机运行。下面我们借助下图来对这类电机的具体运行动作进行说明。该图是步进电机的运行示例。　　首先，假设控制电路在图中1的位置处形成了一个电磁体(绕组磁场)。此时，转子就会像被该电磁体吸引一样开始旋转。绕组磁场会在位置2处等待转子跟进，但实际上并不是确认转子是否已经完全跟上，而是在预估 “转子差不多该跟进到位”的时间点，切换电磁体，将磁场旋转到位置3。若转子在图中位置2阶段已完成跟进，当状态进入位置3时，转子又会被电磁体吸引而开始转动。步进电机正是通过不断重复上述动作实现持续运转的。因此，电机的转速取决于旋转磁场的速度。　　在此我们探讨一下，例如若提高施加在绕组上的电压会怎样呢?在这种情况下，由于电磁体的磁力会增强，这使得转子能够更迅速地跟进。然而，即使转子能够很快的跟进，若电磁体的磁场不动，转子便无法进一步转动。因此，相较于电压较低的情形，下图中2和4的状态会持续更长时间，而电机的转速仍然是由磁场的转速所决定的。　　感应电机的运行方式与上图所示略有不同，通过使磁场旋转，转子会滞后地跟随(一边滑动一边跟随)，所以可以说旋转磁场的速度决定了感应电机的转速。　　另一方面，转速可变的电机则根据转子的位置来调整电磁体的磁场旋转，形象地说，当转子接近时，磁场随即远离。此类电机的运行方式如下图所示。为便于与上述转速不变的电机进行对比，该图以两相全波无刷电机的运行情况为例。　　当转子处于图中的位置1时，无刷电机的控制电路会检测其位置，并在图中相应位置形成电磁体。电磁体的形成会吸引转子靠近。接着，控制电路会在转子跟上之前，将电磁体磁场移至位置2。由于电磁体磁场远离转子，转子就会持续追赶。当转子接近位置3时，磁场再次移动。由于无刷电机不断重复这一运转过程，所以电机的转速取决于转子跟随的速度。首先，这种控制方法就是电机转速变化的因素之一。　　接下来，我们来探讨一下提高绕组电压会对电机产生什么影响。这个问题稍微有些复杂。简单来说，当电压升高，电磁体的磁力增强，转子追赶磁场的速度也会加快，从而导致转速上升。然而，仅这样解释就与 “功率增加导致转速上升”的解释并无太大区别了。因此，我们希望在这里进行更深入的探讨。　　需要注意的是，本文讨论的问题是有刷电机相关的，有刷电机与无刷电机不同，其结构是让电磁体旋转。尽管如此，由于电磁体切换的动作等与无刷电机相同，所以和无刷电机一样，其转速也会随着电压的变化而改变。　　电机的转速是如何确定的?　　如前所述，转速会随电压变化的电机，是旋转磁场会根据转子的运动而变化的电机。这里假定这种旋转磁场的变化是自动进行的。基于该前提，我们在此仅简单探讨一下作用于转子的力，以及该力与转子转速之间的关系。　　由此可知，作用于转子的旋转力(转矩)是由施加的电压和电机的转速共同决定的(因为转矩与电流成正比，而该电流是由施加电压和感应电压等计算得出的，感应电压又与角速度(转速)成正比)。　　那么，仅凭这个关系式还无法解释施加的电压与转速之间的关系。接下来，我们将对该电机转矩与转速之间的关系进行解说。　　首先，关于作用在物体上的力(F)与速度(v)之间的关系可以用以下两个公式来表示，想必很多人在物理课上都学过。第一个公式是力和质量(m)产生加速度(a)，第二个公式是加速度的积分得到速度。　　这一点对于旋转体同样适用。旋转力(T)与角速度(ω)之间的关系，可以用以下两个公式来表示。由旋转力(转矩)和转动惯量(J)会产生角加速度(α)，对角加速度进行积分即可得到角速度。　　对于电机而言，如果给电机加上诸如螺旋桨(风扇)等负载，为驱动该负载所需的负载转矩(TL)就会从旋转力中减去。所以，在此我们将包含负载转矩的以下两个公式，视为描述电机的旋转力(转矩)与转速之间关系的公式。　　至此，用于说明施加电压与转速(角速度)之间关系的公式已具备。接下来，我们将运用这些公式来阐述转速是如何确定的。　　首先，当转速确定时，意味着转速(角速度)不再发生变化。从上述公式(E)可知，这种状态表示角加速度变为零。根据公式(D)，当转矩与负载转矩值相等时，角速度为零。产生转矩的公式可以通过结合公式(A)、(B)和(C)得到的公式(F)来表示。观察公式(F)，可以理解为转矩是通过分子部分(Vin-Ke・ω)进行调节的。　　基于上述内容可知，例如当施加某一特定电压时，电机的转速会达到一个使电机产生的转矩与负载转矩相等的值。由此可知，当施加电压发生改变，转矩也会随之变化，进而转速会相应改变，直至再次达到转矩与负载转矩相等的稳定状态。这便是电机转速如何确定的答案。　　基于上述结论，我们回到最初的问题，尝试解释为什么将电池数量增加至两节时电机转速会提高。前提是螺旋桨负载与转速的平方成正比，同时假设常数Kt、Ke、Z等均为1。　　在公式(F)中，假设使用单节电池时，施加电压是1.5V，那么在转速为1.0时，转矩与负载转矩达到平衡。当使用两节电池时，施加电压变为3.0V，如果转速仍然保持在1.0，那么转矩将变为2.0，这就导致转矩与负载转矩不再平衡。由于此时转矩大于负载转矩，因此电机将开始加速(公式(D))。随着转速的增加，转矩会减小，而负载转矩会增加。最终，当转速达到1.65时，转矩与负载转矩再次达到平衡，电机运行趋于稳定。　　另外，或许有人会想：“如果负载转矩的常数不是0.5，而是更大的话，还能断言转速一定会增加吗?”对于螺旋桨负载的情况，是可以这样断言的。因为当施加电压升高使得转矩增大时，为了使转矩与负载转矩达到平衡，唯一的途径就是提高转速。　　将这些公式绘制成图形，会更易于理解。图中，纵轴表示转矩，横轴表示转速。将各常数带入转矩公式后得到T=−Aω+BVin，其图形为一条向右下方倾斜的直线。Vin改变时，该直线会平移。负载转矩公式中，若将常数设为C，TL=Cω2，其图形为二次函数曲线。这两条曲线的交点即为电机实际运行时的转速和转矩。　　当施加电压(Vin)发生变化时，两条曲线的交点会随之移动，转速(ω)也随之改变。从图中可以看出，当施加电压升高时，转速也会相应升高(ωa1→ωa2、ωb1→ωb2)。　　至此，关于“为什么电机在提高电压时，转速会随之上升?”这一问题的讲解就结束了。　　本文的关键要点：　　・能根据转子运动产生旋转磁场的电机，其转速会随电压的变化而改变。　　・电机的转速会在电机转矩与负载转矩相等时趋于稳定。　　・由于电机转矩与施加电压和转速相关，因此当电压升高时，转速也会随之上升。
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ROHM丨为什么在SiC和GaN功率器件时代，IGBT依然重要？

　　尽管宽禁带技术正在崛起，但传统的功率电子器件仍在持续进化并被广泛应用。凭借其出色的性价比、稳定的供应以及经过实际验证的可靠性，在小型化和轻量化无法带来较大附加值的应用场景中，一直是非常实用的选项。　　碳化硅(SiC)和氮化镓(GaN)功率器件在高效率、高温及小型化应用中性能表现优异，氧化镓(Ga₂O₃)和金刚石等材料研发也取得了显著进展。尽管已经取得了很多进步，不过还有许多系统仍需持续依赖硅功率电子技术，特别是绝缘栅双极晶体管(IGBT)。　　本文将阐述IGBT持续获得广泛采用的原因。将从成本与供应考量、既有可靠性数据的价值、以及宽禁带半导体优势在系统层面仅能提供有限益处的应用场景种类等方面进行探讨。另外还会简要介绍在IGBT性能的持续改进和扩展。　　高性价比和供应稳定性备受好评　　如今，功率元器件所受到的关注度已达到前所未有的高度。主要原因在于SiC和GaN功率器件等新一代功率器件的问世。另外，关于Ga₂O₃和金刚石功率器件等新一代功率器件的研发不断取得进展，其实用化前景备受期待，这也进一步助推了市场关注度的提升。　　然而，下一代及下下代功率器件的面世，并不意味着电子设备设计工程师会全面采用这些产品。他们只是合理地选择能够将目标应用产品的价值最大化的功率器件。如果判断现有硅(Si)功率器件能使应用产品的价值最大化，那么他们将会继续采用Si功率MOSFET和IGBT。　　实际上，基于这一判断而选择继续使用IGBT的应用场景并不少见。半导体领域全球知名制造商ROHM表示，“不仅在日本，海外市场对IGBT的关注度也在迅速提高”。这种关注度快速上升的原因在于，2021年以来工业设备、电机驱动系统、电动汽车(EV)、混合动力汽车(HEV)以及光伏逆变器等领域对IGBT需求量的持续扩大。ROHM的报告中显示，这些应用领域的制造商咨询量显著增加，产品销量正保持稳步上升态势。　　半导体分析师Grossberg・大山聪先生也持相同观点：“SiC功率MOSFET和GaN高电子迁移率晶体管(HEMT)市场未来将持续扩大，但IGBT市场规模不会萎缩。”预计IGBT市场在2025年后仍将保持约10%的年均复合增长率(CAGR)，呈较快增长趋势。　　最合适的功率器件选型并非仅由电气特性决定　　那么，电子设计工程师在应用产品中采用IGBT时最重视的特性是什么?　　在电气特性方面，竞品SiC功率MOSFET和GaN HEMT器件在很多方面的表现会优于IGBT(表1和表2)。具体而言，比如导通损耗和开关损耗的降低、高速工作能力(实现高开关频率)、高温工作能力等优势。　　因此，将这些优势运用到应用产品中可带来诸多好处：延长电池续航时间、降低电池容量要求、实现更小型轻量的电路、减少发热量等。这些优势在移动应用领域的价值尤为显著。最终，SiC功率MOSFET和GaN HEMT器件主要在电动汽车牵引逆变器和DC-DC转换器等应用领域得以快速普及。　　表1：单位面积导通电阻的变化趋势　　低电压：Si MOSFET更合适。速度快且损耗低。　　中等电压：SiC MOSFET更合适。高频条件下仍保持低损耗，面积效率优。　　高电压额定：IGBT更具优势。相比SiC，导通电阻更低，芯片面积效率更高。　　表2：IGBT与SiC功率MOSFET的性能比较　　但是，从另一角度来看，在难以实现这些优势的应用场景中，采用SiC功率MOSFET或GaN HEMT器件并不具备决定性理由。具体而言，是这类应用场景并不以小型化和轻量化为首要考量因素。　　具有代表性的示例包括工业设备和电机驱动系统。在这些应用中，即使通过采用SiC功率MOSFET或GaN HEMT实现了小型化和轻量化，也不能转化为足以显著提高销售额的附加值。因此，设计者通常不会为采用SiC功率MOSFET或GaN HEMT带来的成本增加买单。换言之，电子设备设计工程师会基于出色的性价比优势而选择IGBT。　　除此之外，还存在仅凭电气性能无法定义的“采用IGBT的理由”。例如，与SiC功率MOSFET和GaN HEMT相比，IGBT的供应稳定性明显更高。此外，IGBT自实现实用应用以来已历经约40年，拥有丰富的可靠性数据及长期应用所积累的实践经验。　　在实际的电子设备设计中，电力器件的选型不仅需要考量电气特性，更需要综合评估上述各种要素。因此，即使新电力电子器件不断涌现，在特定应用场景中IGBT仍被持续采用。　　IGBT技术的持续演进　　此外，IGBT绝非过时的功率器件，而是一直到进步。也就是说，其性能提升仍有充分的空间。　　IGBT的性能通过元器件层面和工艺层面的双重改进，已得到显著提升。例如，采用“非穿通”和“场截止”等新器件结构、硅晶圆减薄、以及沟槽栅微缩(间距缩小)等方面的改进。最终，IGBT实现了集电极-发射极饱和电压(VCE(Sat)[1.1])降低、电流容量增加、开关频率提高(开关损耗减少)以及短路耐受能力增强。　　然而，在硅晶圆减薄和沟槽栅间距微缩方面，仍存在改善余地。ROHM开发部部长石松祐司表示：“IGBT的性能提升仍存在潜在空间。2026年以后推出的产品，其器件结构本身很可能会迎来重大变革。我们会逐步将这些技术发展融入到产品中。”　　未来，在保持“较低成本”、“高可靠性”和“高实用性”等优势的同时，性能得到进一步提升的IGBT产品被投入市场的可能性很大。　　在内置多个IGBT的功率模块领域，仍有望实现进一步技术突破。目前，ROHM已推出的功率模块“TRCDRIVE packTM”，具有高电流密度和出色的散热特性[2.1](图1)。目前所采用的功率器件，是ROHM第4代SiC功率MOSFET。　　图1 功率模块 TRCDRIVE packTM：虽尺寸小巧，却通过单面散热设计实现与竞品同等散热性能的封装型功率模块。目前供应的是内置2枚ROHM第4代SiC功率MOSFET的二合一型模块。　　本功率模块具有两大特点：第一，通过优化内部布局，将电感降至更低，从而降低了开关损耗;第二，虽采用单面散热设计，仍以小巧尺寸实现了与竞品同等的散热性能。　　在安装方法上，采用了银(Ag)烧结技术，通过高温高压将模块内部芯片(功率器件)与引线框架进行接合。这既提高了接合可靠性，又提高了功率密度。　　ROHM计划在不久的将来将这项技术也应用于IGBT。　　此外，在模块与外部散热器的接合部位，ROHM与 Arieca 公司联合研发出采用了液态金属填充弹性体(LMEE)的低温接合技术。该技术不仅实现了与银烧结接合技术同等的热阻，还可在更低温度和压力条件下完成接合。这在提高散热效率的同时，更大程度地提升了模块的电气性能。　　图2：液态金属填充弹性体(LMEE)是美国Arieca公司推出的热界面材料。具有低热阻特性，应用于功率模块可提升其散热性能。　　电力电子技术演进中的可靠选项　　宽禁带器件为电源设计者提供了更多的选择，同时，IGBT凭借其出色的可靠性和成本效益优势，依然是众多系统的优选方案。其成熟的供应链、稳定的可靠性以及持续的技术改进，即使是在SiC和GaN的优势仅能提供有限的附加值的应用场景中，IGBT依然保持着作为实用解决方案的地位。
2026-08-25 14:59 阅读量：262
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